变压器漏感Lsl（无论原边还是副边），如图2所示，会在原边引起一个电压尖峰出现。当输出开关关闭后，这个尖峰随着更高的负载电流越来越尖，这就需要选择能量吸收网络消耗掉漏感中储存的能量。在大多数情况下，需要用缓冲电路，以避免过压击穿输出开关节点。所以，变压器漏感应尽量减少。选择吸收网络钳位反激开关电压尖峰。由于开关变压器的漏感产生的电压尖峰，反激电压可由下式计算：

其中：VF—变压器二次侧整流二极管D2正向压降；ISEC—变压器二次侧电流；ESR—二次回路的总阻抗；NPS—变压器有效的原副边匝数比；VOUT—输出电压。这个电压和输入电压之和(VIN+VFLBK)直接加到了功率开关管Q1的集电极上，容易造成功率开关管Q1的二次击穿而损坏。为了钳位电压尖峰值在开关管的额定值以内，最常用RCD吸收电路，使得开关管关断期间，储存在漏感中的能量转移到吸收网络电容C1里，并且最终消耗在电阻R1上，如图2所示。

图2 RCD吸收电路图

这里的钳位二极管D1开关速度要足够快，否则，开关管关断瞬间，漏感尖峰无法及时传递到电容C1上而会在开关管Q1集电极产生瞬间高压，如图3所示。因此，肖特基二极管通常是最好的选择。

图3开关管Q1集电极电压波形示意图

一旦钳位二极管D1开通，漏感电流就会被C1吸收，吸收时间不得长于150ns，如图3所示的tSP开关变压器设计。

原边最小电感量

因为LT3573通过检测开关变压器原边反激脉冲波来调整隔离输出电压。当二次侧绕组传导电流时，LT3573就从SW引脚获得输出电压信息，这时取样电路需要一个最低限度的时间取样输出电压。为了保证足够的取样时间，原边就需要保持一个最低电感值LPRI。该电感值计算公式如下：式中：toff(MIN)=350ns，开关管最小关断时间；IMIN=250mA，转换器的最低电流限制。

变压器匝数比

一般来说，选择变压器匝数比，是为了最大限度地获得输出功率，也可使转换器有足够的电流处理能力，但是匝数比不能太大了。对于低输出电压(3.3V或5V)来说，用原边匝数数倍于副边匝数(N：1)以最大化变压器的电流增益(和输出功率)，此时SW引脚的电压等于最大输入电源电压加上输出电压乘以匝数比的和。这个数值必须保持在SW引脚的VSW(MAX)值之下，以防止内部电源开关管崩溃。综合这些条件，对某一特定应用来说，需要设置一个匝数比的上限值N，选择一个匝数比足够低的变压器。

其中：VSW (MAX)为开关管最大电压应力。根据电路仿真，得出如表1所示的在不同变压器匝数比情况下，开关电压应力和输出电流能力。

表1开关电压应力和输出电流能力与匝数比

实际应用电路及仿真分析仿真实验电路如图4所示，采用12V输入电压，开关变压器原副边的绕组匝数比设为3：1，RREF引脚外接对地参考电阻，阻值一般设为6.04k，此电阻值不能偏离6.04k过大，一般百分之几的变化是可以接受的，否则，会引起大的输出电压误差。RFB为外部反馈电阻器的输入引脚，此处阻值设为80.6k。此引脚连接到变压器的原边(Vsw)。这个电阻与RREF电阻的比值，决定了输出电压(加上任何非一体化的变压器匝数比的影响)。在反激期间，通过这个电阻的平均电流大约为200μA.也可以用如下公式来确定RFB与RREF之间的关系：

其中：—开关管Q1的Ic/Ie比值，典型值为0.986；VTC—0.55V；VBG—内部带隙基准电压。

图4实际应用电路示例

Tc引脚内部连接了一个正温度系数电流源到RREF引脚，引脚外部接输出电压温度补偿电阻，产生的电流正比于绝对温度，仿真时阻值设为28.7k.RILIM最大电流限制调整引脚，用一个10k的电阻就可以让LT3573达到最大工作电流能力。/UVLO为关断/欠压闭锁引脚，连接到Vin的电阻分压器固定在此引脚上，以便提供LT3573工作的最低输入电压。当电压低于约0.7V时，内部电路几乎没有静态电流。当》0.7V且1.25V时，内部电路将开启并且有10μA电流将输入SS引脚。

电路仿真各个关键电位的波形如图5所示。从波形图上可以验证，边界模式每个周期让二次侧电流归零，这样寄生电阻的电压降不会导致负载稳定性误差。电路可稳定输出5V直流电压，0.5A的直流电流，额定功率达到2.5W。输入电压为12V时，开关管Q1最大电压应力约28V，符合预定设计目标。

图5电路仿真关键点波形

小结

今天本文中所讲述的电路设计的亮点在于没有使用光电耦合器件或变压器，或变压器绕组，而是靠检测开关管集电极电压波形来稳定输出电压，简化了外围电路，既避免了电路额外的功率损耗，同时又增加了电路的可靠性。